一直很忙，最近有些清閑，正好趕上【我是工程師第二季】延期。
如題，前些日子做了一款高壓輸出，寬范圍調(diào)壓的電源，0－1400V可調(diào)，0.36A，最大輸出功率500W。
先上圖 ，然后再慢慢講解設計要領及設計擴展。
下圖：輸入整流濾波
下圖：主電路
下圖：輸出調(diào)壓限流
看好樓主大作,期待更新... 樓主不要棄坑啊啊啊啊啊~~~ 繼續(xù)哇
在第一帖已經(jīng)公示了完整的原理圖，從原理圖看，拓撲就是一個普通的反激電源，與一般反激電源的不同之處，也就是在付邊，增加了運放，用于調(diào)壓限流而已，這對于輸出0－1400V可調(diào)是必須的。另外主變壓器用了2個（原邊并聯(lián)，付邊串聯(lián)），這也是因為對于反激電源來講，500W的功率有點大，比用1個變壓器容易處理。
幾年前，我發(fā)過一個帖子，“【設計大賽】高電壓輸入，小功率電源”，那是一個寬輸入工作電壓（DC200 — 1300V）的電源，而且，只用了一個1600V耐壓的MOS管，僅僅看原理圖，沒有什么特殊的，拓撲就是一個普通的反激電源。本電源一樣，拓撲就是一個普通的反激電源，但是做了一件不普通的事，0－1400V可調(diào)。進一步，要做0－2000V以上可調(diào)也沒有問題。
很多人說，反激電源是最簡單的開關(guān)電源，因為拓撲簡單。我說是最復雜的電源，因為反激電源能做很多其他拓撲難于實現(xiàn)的事，對于不同的需求，采用不同的設計思想。
本設計最關(guān)鍵的自然是變壓器，先把變壓器數(shù)據(jù)貼上
變壓器2個，參數(shù)一致性要好
IC：OB2268APC
RT=110K
設：直流母線電壓=300V
最高輸出電壓時，工作在DCM模式
計算：變壓器輸入功率Pin
工作頻率F=6500/110=59.1K
周期T=1000/59.1=16.92US
MOS管導通時間Ton=5A*400UH/300V=6.667US
占空比D=6.667/16.92=0.39
變壓器輸入功率Pin=0.5*5A*300V*0.39（占空比）=292.5W
上式0.5*5A是MOSFET導通時的平均電流。
每個變壓器292W，2個變壓器是584W，功率夠了。
計算：原邊MOSFET反壓
由于使用2個變壓器，每個變壓器2個付邊繞組，共4個繞組，每個繞組最高輸出電壓350V。
MOS管反射電壓=Vmos=350V/40匝*40匝=350V
最高直流母線電壓Vmax=1.4*264V=370V
該變壓器采用三明治繞法，付邊匝數(shù)較多，漏感小，MOSFET的電壓尖峰較小，大約幾十伏。
耐壓900V的MOSFET夠用了。
計算：付邊二極管反壓
最高直流母線電壓Vmax=370V
Vdiode=370V/40匝*40匝+350V+電壓尖峰=720V+電壓尖峰
電壓尖峰小于400V
采用1200V的整流二極管
由于當輸出電壓降低到一定值時，電源工作進入CCM模式，建議有必要時，使用SIC二極管。
到此，關(guān)鍵參數(shù)計算結(jié)束。
已經(jīng)被添加到社區(qū)經(jīng)典圖庫嘍
本電源最重要的是變壓器的設計思路
由于工作頻率較高，高壓繞組的分布電容大，就會造成變壓器和MOS管的嚴重發(fā)熱，這是因為MOS管的每一次開關(guān)，分布電容都在瞬時快速充放電，其能量與電壓的2次方成正比。因此有可能電源工作在空載時，變壓器和MOS管已經(jīng)明顯發(fā)熱了。高壓繞組的分布電容可分為2種，一種是匝間電容，匝間電壓較低，一般只有幾伏到幾十伏，這與原邊繞組的情況接近，對變壓器的發(fā)熱影響很小。而高壓繞組內(nèi)層間分布電容影響就很大了，尤其是第一層起始部分與第二層的結(jié)尾部分，相互的電壓差高達幾百伏，甚至上千伏，變壓器和MOS管發(fā)熱就是這個原因。減小層間分布電容的最簡單的辦法是加厚絕緣，但是，會使得變壓器的窗口利用率大大降低，磁芯的利用率低，變壓器體積大，成本高。
解決方法：將高壓繞組平均分成若干段，各段分別整流濾波后串聯(lián)。適當提高付邊高壓繞組每匝的電壓，也就是減少總匝數(shù)，選擇適當線徑，每一段只繞一層，如果因為設計輸出電流大，截面不夠，可以同樣方式再繞一層，并聯(lián)，直到截面滿足要求。這樣，里外層之間電壓差很小，充放電的能量就很小。相鄰的高壓繞組雖然有較高的電壓差，由于有整流二極管隔離，不會有充放電發(fā)生。
如果將高壓繞組分成雙數(shù)段，采用三明治繞法時，原邊繞組在中間，付邊繞組在兩邊，還可以減少原邊繞組的接頭。
第6帖已經(jīng)提供了變壓器的繞制方法，實驗結(jié)果，與普通低壓輸出的變壓器發(fā)熱沒有明顯差異?？蛰d無溫升。
這張照片是某公司的除塵電源直流輸出的整流，使用了600只UF5408（3A1000V）組成全橋整流，每個橋臂由150只串聯(lián)，輸出直流電壓應該是80KV。由此看來，該變壓器的付邊是一個整體的80KV繞組，繞制工藝會很難處理，成本代價也很高。我第9帖的設計思路正是他可以借鑒的。
有測試過不同輸入電壓全負載范圍內(nèi)每一個副邊輸出繞組的均壓問題么你提的問題很重要，各組電壓不均是肯定存在的，關(guān)鍵是掌握一個度。
在設計變壓器時，就要考慮這個問題，工藝要嚴格，每個繞組必須基本正好繞滿，余量不能大，更不能窗口寬度不夠用。因為繞在靠近氣隙的線圈電壓低，必須讓每個繞組相對氣隙的位置基本一致。另外在變壓器窗口允許的情況下，加厚繞組之間的絕緣，減小相互影響。
本設計中，輸出電壓最高時，付邊每匝電壓是=350V/40匝=8.75V/匝。如果個別繞組電壓差達到8V，就有可能是匝數(shù)錯了。
這種方案量產(chǎn)可行性不高
必須要有補救措施，量化指標
連這事都做不好？
給我做變壓器的供應商說，不難。
這個震撼！ 上個頭條~其實，采用反激電源效率不高，而且，輸出整流管子的耐壓高，不是可以采用一邊固定的 一邊可調(diào)的，即降壓電路可以從0伏開始了，不要反激電源，其實，這個電路一定諧波非常大，即匝電容非常大引起的，因為，輸出電壓高了的匝電容一定非常大，是這樣的，電壓平方/容抗，電壓高了平方大 ，分母因為匝數(shù)多了比例失去，就等于三次方了，那么，這個匝電容就非常大，所以，產(chǎn)生環(huán)流大諧波大效率就低了，是不是，首先，必須減小匝電容，采用一些繞法，如不是通常的左右，因為，兩層頭尾電壓高，是這樣的，頭繞到右不往回，而且直接拉到左邊頭端，不要左右來回繞，而且，每層拉一點距離，多團 一點膠帶，可以減小了匝電容了，。這樣，可以在很大的程度上減小了匝電容的影響了。
1、“采用反激電源效率不高”，最好講講原因。
2、“輸出整流管子的耐壓高”，錯。如果用單端正激，輸出DC350V，至少用1500V的整流管。
3、“輸出電壓高了的匝電容一定非常大”，匝電容與輸出電壓高低無關(guān)，你認真看看第9帖。
4、“頭繞到右不往回，而且直接拉到左邊頭端，不要左右來回繞，而且，每層拉一點距離，多團 一點膠帶，可以減小了匝電容了，。這樣，可以在很大的程度上減小了匝電容的影響了。"，你不過就是憑想象，你知道要包多厚的絕緣嗎?
5、“這個電路一定諧波非常大”，直流輸出，何來諧波。
1，反激效率低，是因為單端占空比小，變壓器利用率不到一半，所以變壓器也比較大，效率低其實反激電源非常非常的多，大功率橋式的電源沒有反激的多，看看對比一下都可以做到了，橋式什么達到95%的效率，請問，反激有可能那么高效率嗎，難了，LLC電力電源250伏就有這個效率以上了。
2 ，輸出開關(guān)管必須選擇比較高的耐壓值了，中抽的兩個二極管耐壓不需要非常高。3，,輸出電壓越高的匝電容越大，太自然了，因為，繞數(shù)多嗎，越多匝電容是不是越多，這個是非?；A的知識呀，這個確實可以就不用爭論了。絕對的。就幾十伏輸出與幾百伏，匝電容幾百伏的電流諧波大就是由于匝電容造成的。所以，我不敢雙線并繞了，就是匝電容非大了。4，所謂諧波非常大，諧波就是匝電容造成的，電容與電感發(fā)生諧振了，反正，匝電容大的諧波確實都比較大的，諧波大的損耗就大效率就低了一些了。隨便看一下示波器就知道了，。。匝電容小了諧波會小一些的，匝電容大的諧波就比較大的，故繞數(shù)越多匝電容就越大了，5，上面分成四個繞組一個變壓器兩組，這樣就確實可以減小匝電容了，還是有道理的，分的越多匝電容就越小但越復雜越麻煩，。
其實，你也看到了除塵電源設備了這個我鬧心過，破財了，所以，還是這個普通電源了，我看到整流管子就是上面圖上的，這樣可以高電壓距離大，低電壓距離小了，就是這樣的，我當然看過了。
你先用LLC做一個“0 --- 1400V可調(diào)電源”再發(fā)言，說話不要憑自己的想象。
做不了就不要亂說，以免誤導新手。
是的，大家掌握反激技術(shù)的多，比較膚淺了，LLC的許多人還搞不懂了，所以，低技術(shù)采用反激的方便設計了。其實，如果采用多諧振的，【或者準諧振的】，那么，1400伏比250電壓高多了，四個全橋整流管子1000伏如MUR1100，可以一個變壓器兩組，或者兩個變壓器串聯(lián)，那么，700伏二極管壓降是1伏左右，那么，這樣的效率是非常高的，二極管比值太低了，比同步整流還低了，同樣，如果反激電源也是二極管損耗小了，所以，高電壓的效率容易獲得比較高的效率，低電壓的就難了，因為，二極管的壓降與輸出電壓的比值高了，同步整流 適合低電壓的不適合高電壓的，因為，低壓開關(guān)管的內(nèi)阻非常小了無非就是降低了整流管子壓降與輸出電壓的比較了，那么，高電壓的二極管壓降天然的比值就低了，比通常同步整流的還要低得多了，這樣的效率一定是比較高的，而且，高電壓的漏電感比較小了，低電壓的漏電感比較大，所以，要密繞，一層初級一層次級，然后一概并聯(lián)起來，高電壓的漏電感自然就非常小了，效率容易做的比較高了，無論LLC的還是反激的都如此了； ，效率比低電壓的高的多了。“LLC的許多人還搞不懂了”，其中肯定有你。
LLC根本不適合做如此寬范圍的調(diào)壓，即便用LLC的拓撲做出了寬范圍的調(diào)壓，不僅會加大成本（與固定輸出比），MOS管也經(jīng)常工作在非諧震狀態(tài)。在某些狀態(tài)下，比反激的效率低很多，失去了LLC優(yōu)勢。
你的做法用8X1000V=8000V二極管，反激只用4800V二極管。
其實，是這樣的，，LLC的確實范圍比較窄，不適合寬電壓，這里1-1400伏并不是直接轉(zhuǎn)換，而是一定通過一個降壓電路實現(xiàn)的，什么意思的你呢，就是這里不調(diào)電壓，工作在諧振頻率上，用降壓電路就是說降壓電路可以到0伏輸出也0了這么個意思了，即兩級吧的電路結(jié)構(gòu)了，這樣做法也非常流行的，許多許多都是兩級方式，適合寬電壓調(diào)整的范圍了。
是的，反激的范圍非常寬了，占空比從0-0,9了，如功率因數(shù)校正，就是即幾伏低電壓0,9脈寬，達到峰值占空比非常小了，這個范圍就非常寬了，橋式的一概不允許太寬電壓，我看到測試電壓494,3525做的效果就非常差了，必須采用降壓電路這個可以調(diào)，而工作諧振頻率的完全不調(diào)，這樣想結(jié)合的效果還是非常好的了。
不錯，到處搞搞陣
LCC的適合大范圍調(diào)節(jié)的，但無法從0V調(diào)起。
200到1400輸出應該可以
繼續(xù)解說
做寬范圍調(diào)壓的電源，核心技術(shù)是什么？或者說難點在哪里？
做寬范圍調(diào)壓的電源，最容易出現(xiàn)的問題是當輸出電壓較低時，系統(tǒng)工作不穩(wěn)定，出現(xiàn)間歇工作狀態(tài)，必須加一定的假負載才能穩(wěn)定工作，但是，加了負載，到高壓輸出時的功耗又無法容忍。這是做寬范圍調(diào)壓電源的最難解決的問題。不管是反激，還是正激、橋式，都存在這個問題。
本電源為什么沒有這樣的問題，關(guān)鍵是挑選IC，本電源用的IC是OB2268APC，OB2268APC有一個特性，當負載很輕時，會自動降頻，沒有假負載也能穩(wěn)定工作。這類IC，一般占空比都大于50%，只能做反激。
還有一點需要注意的，付邊的匝數(shù)要設計得少一些，也就是每匝的電壓要高一些，就不容易發(fā)生間歇工作的問題。
這就是設計該電源的核心思想。
以上兩點非常贊同，即輕載，空載的頻率降低，我采用3525的494的也可以，最大占空比0,9，我采用這樣反激也好，還是降壓也好，采用3倍頻率，即最低是三分之一了，不知道你采用的頻率變化范圍是多少倍，固定頻率的的確不是那么好，通常選擇3842的，問題是小功率還可以，大功率的就不大穩(wěn)定了，還是3525的穩(wěn)定的多了，那么，沒有電流環(huán)那么辦，其實，我的帖子【開關(guān)電源技術(shù)革命的前景與展望】就提到了這個非常有效的問題，在那里，我主張就是你這里說的次級的匝數(shù)減小一些，這樣的占空比提高了，可以提高效率了，就這個兩點了。我的帖子通常就是占空比大于0,5了，因為，占空比小了的效率比較低，占空比大的效率就比較高了，當然，這樣會要求開關(guān)管的耐壓適當?shù)倪x擇高一點，如通常選擇600伏這里通常選擇800伏了.你先回答我，你的最低頻率是幾分之一。
我的思路是，完全諧振頻率的效率最高，那么，調(diào)電壓就降壓電路，這樣的范圍就非常寬了，就不是一個問題了。
1、你還是沒有明白問題的關(guān)鍵。問題的關(guān)鍵不在于是不是降頻，在于選擇的控制IC能不能在完全無負載的情況下穩(wěn)定工作。降低頻率最多使假負載的功率可以小一些，而不能沒有。還是難于做到寬范圍調(diào)壓。
2、你的BUCK+LLC方案，完成寬范圍調(diào)壓是BUCK，與LLC毫無關(guān)系。
3、在“【開關(guān)電源技術(shù)革命的前景與展望】”中，你說“諧振”就能讓開關(guān)電源技術(shù)“革命”啦？真是“只見樹木，不見森林”。諧振電源在整個開關(guān)電源領域，只占有很小的范圍。LLC諧振電源做不了大功率（或者必須降頻），DC400V供電，功率上限10KW左右；小功率（如手機充電）用LLC沒有必要。寬電壓輸入，固定電壓輸出做不了；固定電壓輸入，寬電壓輸出也做不了，頻率太高也做不了。諧振電源還有它特有的缺陷，要諧振，就一定有無功電流，諧振電源是以增加導通損耗為代價來降低開關(guān)損耗的，當導通損耗達到一定程度，將適得其反。各種不同的拓撲，都有一定的位置，不可以偏廢。開關(guān)電源技術(shù)革命不是靠個別拓撲的改進發(fā)生的。
4、“開關(guān)電源技術(shù)革命”靠什么？先不要展望，先看看歷史。首先，最早的開關(guān)電源是電子管做的，由于成本太高，可以說極其罕見。當半導體晶體管發(fā)明后，電源領域開始進入20KHz時代，真正開始了電源的革命。其后，新一代的器件（MOSFET和IGBT）的廣泛應用，引起了開關(guān)電源真正的技術(shù)革命,這次革命主要是依賴于新器件的開關(guān)速度大幅提高為特征。下一次的革命也必將是器件的革命帶動電源的革命，不用展望，已經(jīng)開始，在高壓（800V以上）領域，SIC將全面取代MOSFET，取代IGBT的時間可能滯后一些；在中低壓（700V以下）領域，氮化鎵將取代MOSFET。
5、在高壓領域，如SIC的MOS管C2M080120D（1200V、32A、80毫歐）,與IXFK32N100P（1000V、32A、320毫歐）比較。SIC的MOS管的導通損耗僅1/4，開關(guān)損耗僅1/5。C2M080120D僅比IXFK32N100P價格高50%。氮化鎵同樣性能優(yōu)異。新器件的價格也在不斷下降。
6、本人用1只C2M080120D做了一個電源，單端正激，輸入DC400V，輸出1500W，頻率110K。C2M080120D只需要散熱器，不需要風扇。
7、結(jié)論，使用SIC、氮化鎵器件，可以大幅度提高頻率，在某些應用領域，諧振電源將被淘汰。
做這個電源，還要注意幾個問題
1、本電源的輔助電源有2路輸出，1路給原邊IC（2268）供電，另一路給付邊調(diào)壓限流控制供電。如果原邊供電正常，付邊無供電，電源工作在完全失控狀態(tài)，必然損毀。為防此事發(fā)生，增加了U3、Q3、R13等元件作保護。付邊無供電時，電源停工。
2、電位器RP1是輸出電壓調(diào)節(jié)電位器，X5端子是接外部調(diào)壓的電位器，這2個電位器只需要接一個。
3、本電源的兩個變壓器原邊是并聯(lián)的，所以要求原邊電感量一致性要好，電感量不一樣，電流就不一樣，嚴重時會引起電流大的變壓器飽和。
4、變壓器原邊并聯(lián)，不宜串聯(lián)，串聯(lián)有可能電源工作不穩(wěn)定。
增加了U3、Q3、R13是怎么保護的，可以參考一下嗎？謝謝元件面PCB
看來，你也是井底之蛙了，不是什么LLC最大功率上限10千瓦，即一萬瓦，要知道除塵電源采用就是LLC的技術(shù)，已經(jīng)做到超過10萬瓦了，即8萬伏1,4安有產(chǎn)品了，其實，10萬瓦以上適合LLC技術(shù)的，之前移相都不可靠，因為，這個不怕短路的。
其二，就算新器件出現(xiàn)而且也不斷降價，不錯，是可以提高變換效率的，但是沒有用的，因為，器件人人平等，誰都可以采用，我們不是做節(jié)能產(chǎn)品，也不是節(jié)省電能，這個不是我們關(guān)注的，人人平等什么也不是了，落差就是如何利用價值了，器件沒有落差，技術(shù)有落差，競爭優(yōu)勢就是你沒有我有，器件大家有了什么也不是了，還是必須依靠技術(shù)的代溝與落差的利用價值了。
其三，什么碳化硅氮化鎵一概垃圾沒有用的，如果不是技術(shù)的差距，一文不值了，我們需要的是技術(shù)先進先 人一步了，捷足先登了，用什么新器件真的成了狗屁不通了，這個平等，我們需要的是不平等的競爭就是技術(shù)的橋梁了，脫離了這個也現(xiàn)實，如最重要的是性價比，新的器件一概是比較昂貴的，就沒有競爭力了，競爭力技術(shù)技術(shù)的落差鴻溝了，是不是這樣的。
其四，提高頻率只有效率提高，否則，頻率根本提不上去的，損耗效率頻率就可以提高了，老早就有軟開關(guān)可以提高效率就提高了頻率了，設備小了，成本低了，否則，損耗大與開關(guān)頻率存在正比的關(guān)系，效率低頻率必須滴，損耗小效率高的頻率就可以大大提高了，成本低了，這個才是邏輯關(guān)系了。
其五，當然主要還是LLC還是相當多人搞不懂，或者一知半解，比較高深難懂了，所以，還是老技術(shù)為主流了，就是一些人模仿的LLC就原理一竅不通了，盲目的歪打正著的方式，所以，還是沒有搞懂了，就是這個技術(shù)理解難度比較大，一句話，搞不懂了，就是懂一點的也一知半解了，大概就是這樣的。
看我的帖子，你得動動腦子，沒有看明白，就不要亂說。
做的挺好，學習了。但是副邊1400V，原副邊的安規(guī)距離也留的太小吧
本電源的開發(fā)，目的僅僅是為了自用，因為經(jīng)常有客戶需要寬輸入電壓的中小功率電源，自己必須有輸出寬范圍可調(diào)的供電。
本電源的設計擴展
1、增加輸出功率
提高工作頻率到75K左右，最大輸出功率約700W，即：1400V、0.5A。輸出整流二極管用SIC二極管：C4D02120A，1200V2A
按第6帖所示數(shù)據(jù)，變壓器窗口尚有余量，可增加原副邊的股數(shù)，以降低銅損。
變壓器可能溫升太高，簡單處理可加風扇（用輔助電源12V輸出）。
2、提高輸出電壓：0－2600V可調(diào)，0.1A設計
當SVG和直流輸電使用3300V的IGBT時，功率單元需要高位取能電源（輔助電源直接從高壓母線取電，母線電壓不高于2500V。）。高位取能電源的研發(fā)，需要0－2600V可調(diào)，0.1A的電源作供電。
可以按下表設計變壓器，一個即可。付邊4個繞組，整流濾波后串聯(lián)，每組輸出650V。將限流值調(diào)到0.2A，以確保低壓輸出時有足夠的功率。
該變壓器設計本人尚未實驗驗證。
MARK
最后要說的問題
用494普通半橋電路也能夠?qū)崿F(xiàn)輸出寬范圍可調(diào)，關(guān)鍵是假負載，必須是恒功率假負載，本人曾做過一個輸出5－450V可調(diào)，1A的電源。用LM324+NPN三極管（500V），設計了恒功率假負載，約2－3W。
挺好，學習。 你好，原理圖中輔助電源，變壓器4,5腳，同名端是否反了？工程師您好，我是一個電氣的學生，想做一個可調(diào)電源，能不能 給我發(fā)一份原理圖，不勝感激 810508945@qq.com
學習了，3Q! 當頂！ 天哪，樓主玩這么高的電壓，是玩電子管的吧。 學習學習！ 大功率電感廠家 |大電流電感工廠
